TL494CN: λειτουργικό διάγραμμα. Chip TL494, είναι επίσης KA7500B και KR1114EU4 Tl494 αρχή λειτουργίας

(όχι TDA1555, αλλά πιο σοβαρά μικροκυκλώματα), απαιτούν μονάδα τροφοδοσίας με διπολική παροχή ρεύματος. Και η δυσκολία εδώ δεν προκύπτει απλώς στο ίδιο το UMZCH, αλλά σε μια συσκευή που θα αύξανε την τάση στο επιθυμητό επίπεδο, μεταφέροντας ένα καλό ρεύμα στο φορτίο. Αυτός ο μετατροπέας είναι το βαρύτερο μέρος ενός αυτοσχέδιου ενισχυτή αυτοκινήτου. Ωστόσο, εάν ακολουθήσετε όλες τις συστάσεις, θα μπορείτε να συναρμολογήσετε ένα επαληθευμένο PN σύμφωνα με αυτό το σχήμα, το σχήμα του οποίου δίνεται παρακάτω. Για μεγέθυνση, κάντε κλικ σε αυτό.

Η βάση του μετατροπέα είναι μια γεννήτρια παλμών που βασίζεται σε ένα εξειδικευμένο ευρέως διαδεδομένο μικροκύκλωμα. Η συχνότητα παραγωγής ορίζεται από την τιμή της αντίστασης R3. Μπορείτε να το αλλάξετε, επιτυγχάνοντας την καλύτερη σταθερότητα και αποτελεσματικότητα. Ας ρίξουμε μια πιο προσεκτική ματιά στη συσκευή του τσιπ ελέγχου TL494.

Παράμετροι τσιπ TL494

Upit.microcicuits (pin 12) - Upit.min=9V; Upp.max=40V
Επιτρεπόμενη τάση στην είσοδο DA1, DA2 όχι μεγαλύτερη από Upit / 2
Επιτρεπόμενες παράμετροι τρανζίστορ εξόδου Q1, Q2:
Μας λιγότερο από 1,3 V.
Uke λιγότερο από 40V;
Ik.max λιγότερο από 250mA
Η υπολειπόμενη τάση του συλλέκτη-εκπομπού των τρανζίστορ εξόδου δεν είναι μεγαλύτερη από 1,3 V.
Κατανάλωσα από το μικροκύκλωμα - 10-12mA
Επιτρεπόμενη απαγωγή ισχύος:
0,8W σε θερμοκρασία περιβάλλοντος +25C;
0,3W σε θερμοκρασία περιβάλλοντος +70C.
Η συχνότητα του ενσωματωμένου ταλαντωτή αναφοράς δεν είναι μεγαλύτερη από 100 kHz.

πριονωτή γεννήτρια τάσης DA6. η συχνότητα καθορίζεται από τις τιμές της αντίστασης και του πυκνωτή που συνδέονται με την 5η και την 6η ακίδα.
σταθεροποιημένη πηγή τάσης αναφοράς DA5 με εξωτερική έξοδο (ακίδα 14).
ενισχυτής σφάλματος τάσης DA3;
Ενισχυτής σφάλματος για σήμα ορίου ρεύματος DA4.
δύο τρανζίστορ εξόδου VT1 και VT2 με ανοιχτούς συλλέκτες και εκπομπούς.
Συγκριτής "νεκρή ζώνη" DA1.
Συγκριτής PWM DA2;
Δυναμική σκανδάλη D push-pull σε λειτουργία διαίρεσης συχνότητας κατά 2 - DD2.
βοηθητικά λογικά στοιχεία DD1 (2-OR), DD3 (2nd), DD4 (2nd), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
μια πηγή σταθερής τάσης με ονομαστική τιμή 0,1V DA7.
Πηγή DC με ονομαστική τιμή 0,7mA DA8.

Το κύκλωμα ελέγχου θα ξεκινήσει εάν εφαρμοστεί οποιαδήποτε τάση τροφοδοσίας στον ακροδέκτη 12, η στάθμη της οποίας κυμαίνεται από +7 έως +40 V. Το pinout του τσιπ TL494 φαίνεται στην παρακάτω εικόνα:

Κουνήστε τα τρανζίστορ φορτίου (μετασχηματιστής ισχύος) πεδίου IRFZ44N. Το Choke L1 τυλίγεται σε έναν φερίτη δακτύλιο με διάμετρο 2 cm από τροφοδοτικό υπολογιστή. Περιέχει 10 στροφές διπλού σύρματος με διάμετρο 1 mm, οι οποίες κατανέμονται σε όλο το δακτύλιο. Εάν δεν έχετε δακτύλιο, μπορεί να τυλιχτεί σε μια ράβδο φερίτη με διάμετρο 8 mm και μήκος μερικά εκατοστά (όχι κρίσιμο). Σχέδιο πίνακα σε μορφή Lay - λήψη σε .

Προειδοποιούμε, η απόδοση της μονάδας μετατροπέα εξαρτάται σε μεγάλο βαθμό από τη σωστή κατασκευή του μετασχηματιστή. Τυλίγεται σε φερίτη δακτύλιο της μάρκας 2000NM με διαστάσεις 40 * 25 * 11 mm. Πρώτα πρέπει να στρογγυλοποιήσετε όλες τις άκρες με μια λίμα, να το τυλίξετε με λινό ηλεκτρική ταινία. Το πρωτεύον τύλιγμα τυλίγεται με μια δέσμη που αποτελείται από 5 πυρήνες πάχους 0,7 mm και περιέχει 2 * 6 στροφές, δηλαδή 12. Τυλίγεται ως εξής: παίρνουμε έναν πυρήνα και τον τυλίγουμε με 6 στροφές ομοιόμορφα κατανεμημένες γύρω από τον δακτύλιο, μετά κουρδίζουμε το επόμενο κοντά στο πρώτο και ούτω καθεξής 5 έζησαν. Στα συμπεράσματα, οι πυρήνες συστρέφονται. Στη συνέχεια, στο χωρίς σύρμα τμήμα του δακτυλίου, αρχίζουμε να τυλίγουμε το δεύτερο μισό της κύριας περιέλιξης με τον ίδιο τρόπο. Παίρνουμε δύο ισοδύναμες περιελίξεις. Μετά από αυτό, τυλίγουμε τον δακτύλιο με ηλεκτρική ταινία και τυλίγουμε τη δευτερεύουσα περιέλιξη με σύρμα 1,5 mm 2 * 18 στροφές με τον ίδιο τρόπο όπως το πρωτεύον. Για να μην καεί τίποτα στην πρώτη εκκίνηση, είναι απαραίτητο να ενεργοποιήσετε μέσω αντιστάσεων 100 Ohm σε κάθε βραχίονα και τον κύριο μετασχηματιστή μέσω μιας λάμπας 40-60 watt και όλα θα βουίζουν ακόμη και με τυχαία σφάλματα. Μια μικρή προσθήκη: υπάρχει ένα μικρό ελάττωμα στο κύκλωμα μπλοκ φίλτρου, τα εξαρτήματα c19 r22 πρέπει να αντικατασταθούν, καθώς όταν η φάση περιστρέφεται, το πλάτος του σήματος εξασθενεί στον παλμογράφο. Σε γενικές γραμμές, αυτός ο μετατροπέας τάσης ανόδου μπορεί να συνιστάται με ασφάλεια για επανάληψη, καθώς έχει ήδη συναρμολογηθεί με επιτυχία από πολλούς ραδιοερασιτέχνες.

Μόνο το πιο σημαντικό.
Τάση τροφοδοσίας 8-35v (φαίνεται πιθανό μέχρι 40v, αλλά δεν το δοκίμασα)
Δυνατότητα εργασίας σε μονόδρομη και δίχρονη λειτουργία.

Για τη λειτουργία ενός κύκλου, η μέγιστη διάρκεια παλμού είναι 96% (όχι λιγότερο από 4% νεκρός χρόνος).
Για τη δίχρονη έκδοση, η διάρκεια του νεκρού χρόνου δεν μπορεί να είναι μικρότερη από 4%.
Εφαρμόζοντας τάση 0 ... 3,3v στον ακροδέκτη 4, μπορείτε να ρυθμίσετε τον νεκρό χρόνο. Και εκτελέστε μια ομαλή εκκίνηση.
Υπάρχει ενσωματωμένη σταθεροποιημένη πηγή τάσης αναφοράς 5V και ρεύμα έως 10mA.
Υπάρχει ενσωματωμένη προστασία έναντι χαμηλής τάσης τροφοδοσίας, που απενεργοποιείται κάτω από 5,5 ... 7V (τις περισσότερες φορές 6,4V). Το πρόβλημα είναι ότι σε αυτή την τάση, τα mosfet μπαίνουν ήδη σε γραμμική λειτουργία και καίγονται ...
Είναι δυνατό να απενεργοποιήσετε τη γεννήτρια μικροκυκλώματος κλείνοντας την έξοδο Rt (6) την έξοδο της τάσης αναφοράς (14) ή την έξοδο Ct (5) στη γείωση με ένα κλειδί.

Συχνότητα λειτουργίας 1…300 kHz.

Δύο ενσωματωμένοι λειτουργικοί ενισχυτές «σφάλματος» με απολαβή Ku=70..95 dB. Είσοδοι - έξοδοι (1); (2) και (15); (16). Οι έξοδοι των ενισχυτών συνδυάζονται με ένα στοιχείο OR, άρα αυτό στην έξοδο του οποίου η τάση είναι μεγαλύτερη και ελέγχει τη διάρκεια του παλμού. Μία από τις εισόδους του συγκριτή είναι συνήθως συνδεδεμένη με την τάση αναφοράς (14), και η δεύτερη είναι εκεί που πρέπει να είναι ... Η καθυστέρηση σήματος μέσα στον Ενισχυτή είναι 400ns, δεν έχουν σχεδιαστεί για να λειτουργούν μέσα σε έναν κύκλο.

Τα στάδια εξόδου του μικροκυκλώματος με μέσο ρεύμα 200mA φορτίζουν αρκετά γρήγορα την χωρητικότητα εισόδου της πύλης ενός ισχυρού mosfet, αλλά δεν παρέχουν την εκφόρτισή του. μέσα σε εύλογο χρονικό διάστημα. Σε αυτό το πλαίσιο, απαιτείται εξωτερικό πρόγραμμα οδήγησης.

Έξοδος (5) πυκνωτής C2 και έξοδος (6) αντιστάσεις R3; R4 - ρυθμίστε τη συχνότητα του εσωτερικού ταλαντωτή του μικροκυκλώματος. Στη λειτουργία push-pull διαιρείται με το 2.

Υπάρχει δυνατότητα συγχρονισμού, ενεργοποίησης από παλμούς εισόδου.

Γεννήτρια ενός κύκλου με ρυθμιζόμενη συχνότητα και κύκλο λειτουργίας
Γεννήτρια ενός κύκλου με ρυθμιζόμενη συχνότητα και κύκλο λειτουργίας (αναλογία διάρκειας παλμού προς διάρκεια παύσης). Με ένα πρόγραμμα οδήγησης εξόδου τρανζίστορ. Αυτή η λειτουργία εφαρμόζεται εάν ο ακροδέκτης 13 είναι συνδεδεμένος σε έναν κοινό δίαυλο ισχύος.

Σχέδιο (1)

Δεδομένου ότι το μικροκύκλωμα έχει δύο στάδια εξόδου, τα οποία σε αυτή την περίπτωση λειτουργούν σε φάση, μπορούν να συνδεθούν παράλληλα για να αυξηθεί το ρεύμα εξόδου ... Ή δεν περιλαμβάνονται ... (με πράσινο στο διάγραμμα) Επίσης, η αντίσταση R7 δεν είναι πάντα σετ.

Μετρώντας την τάση στην αντίσταση R10 με έναν λειτουργικό ενισχυτή, μπορείτε να περιορίσετε το ρεύμα εξόδου. Η τάση αναφοράς παρέχεται στη δεύτερη είσοδο από τον διαιρέτη R5. R6. Λοιπόν καταλαβαίνετε ότι το R10 θα θερμανθεί.

Αλυσίδα C6; R11, στο (3) πόδι, βάλε για μεγαλύτερη σταθερότητα, ζητάει το φύλλο δεδομένων, αλλά λειτουργεί χωρίς αυτό. Το τρανζίστορ μπορεί να ληφθεί και δομές npn.

Σχέδιο (2)

Σχέδιο (3)

Γεννήτρια ενός κύκλου με ρυθμιζόμενη συχνότητα και κύκλο λειτουργίας. Με δύο οδηγούς εξόδου τρανζίστορ (συμπληρωματικός ακόλουθος).
Τι μπορώ να πω? Το σχήμα του σήματος είναι καλύτερο, οι μεταβατικές διεργασίες μειώνονται τις στιγμές της μεταγωγής, η χωρητικότητα φορτίου είναι μεγαλύτερη και οι θερμικές απώλειες είναι μικρότερες. Αν και αυτό μπορεί να είναι μια υποκειμενική άποψη. Αλλά. Τώρα χρησιμοποιώ μόνο δύο προγράμματα οδήγησης τρανζίστορ. Ναι, η αντίσταση στο κύκλωμα της πύλης περιορίζει την ταχύτητα των μεταβατικών στοιχείων μεταγωγής.

Σχέδιο (4)

Και εδώ έχουμε ένα διάγραμμα ενός τυπικού ρυθμιζόμενου μετατροπέα μονού άκρου boost (boost), με ρύθμιση τάσης και περιορισμό ρεύματος.

Το σχέδιο λειτουργεί, πήγαινα σε πολλές εκδόσεις. Η τάση εξόδου εξαρτάται από τον αριθμό των στροφών του πηνίου L1, καλά, από την αντίσταση των αντιστάσεων R7. R10; R11, τα οποία επιλέγονται κατά τη ρύθμιση ... Το ίδιο το πηνίο μπορεί να τυλιχτεί σε οτιδήποτε. Μέγεθος - ανάλογα με την ισχύ. Δαχτυλίδι, W-core, ακόμα και μόνο στη ράβδο. Αλλά δεν πρέπει να πάει σε κορεσμό. Επομένως, εάν ο δακτύλιος είναι κατασκευασμένος από φερρίτη, τότε πρέπει να το κόψετε και να το κολλήσετε με ένα κενό. Μεγάλοι δακτύλιοι από τροφοδοτικά υπολογιστή θα λειτουργήσουν καλά, δεν χρειάζεται να τους κόψετε, είναι κατασκευασμένοι από "ψεκασμένο σίδερο", το κενό παρέχεται ήδη. Εάν ο πυρήνας έχει σχήμα Ш - ορίζουμε ένα μη μαγνητικό κενό, έρχονται με έναν μικρό μέσο πυρήνα - αυτά είναι ήδη με ένα κενό. Εν ολίγοις, τυλίγουμε με χοντρό χάλκινο ή σύρμα στερέωσης (0,5-1,0 mm, ανάλογα με την ισχύ) και ο αριθμός των στροφών είναι 10 ή περισσότερες (ανάλογα με το τι τάση θέλουμε να πάρουμε). Συνδέουμε το φορτίο με την προγραμματισμένη τάση χαμηλής ισχύος. Συνδέουμε το δημιούργημά μας με την μπαταρία μέσω μιας ισχυρής λάμπας. Εάν η λάμπα δεν ανάβει σε πλήρη θερμότητα, παίρνουμε ένα βολτόμετρο και έναν παλμογράφο ...

Επιλέγουμε αντιστάσεις R7. R10; R11 και τον αριθμό των στροφών του πηνίου L1, επιτυγχάνοντας την επιδιωκόμενη τάση στο φορτίο.

Επαγωγέας Dr1 - 5 ... 10 στροφές με χοντρό σύρμα σε οποιοδήποτε πυρήνα. Είδα ακόμη και επιλογές όπου τα L1 και Dr1 τυλίγονται στον ίδιο πυρήνα. Δεν το έλεγξα μόνος μου.

Σχέδιο (5)

Αυτό είναι επίσης ένα πραγματικό κύκλωμα μετατροπέα ενίσχυσης που μπορεί να χρησιμοποιηθεί, για παράδειγμα, για τη φόρτιση ενός φορητού υπολογιστή από μια μπαταρία αυτοκινήτου. Ο συγκριτής στις εισόδους (15)· (16) παρακολουθεί την τάση της μπαταρίας "δότης" και απενεργοποιεί τον μετατροπέα όταν η τάση σε αυτόν πέσει κάτω από το επιλεγμένο όριο.

Αλυσίδα C8; R12; Το VD2 - το λεγόμενο Snubber, έχει σχεδιαστεί για να καταστέλλει τις επαγωγικές υπερτάσεις. Γλιτώνει ένα MOSFET χαμηλής τάσης πχ το IRF3205 αντέχει αν δεν κάνω λάθος (αποχέτευση - πηγή) μέχρι 50v. Ωστόσο, μειώνει σημαντικά την αποτελεσματικότητα. Τόσο η δίοδος όσο και η αντίσταση θερμαίνονται αξιοπρεπώς. Αυτό αυξάνει την αξιοπιστία. Σε ορισμένες λειτουργίες (κυκλώματα), χωρίς αυτό, ένα ισχυρό τρανζίστορ απλά καίγεται αμέσως. Και μερικές φορές λειτουργεί χωρίς όλα αυτά ... Πρέπει να κοιτάξετε τον παλμογράφο ...

Σχέδιο (6)

Δίχρονη κύρια γεννήτρια.
Διάφορες επιλογές εκτέλεσης και προσαρμογών.
Με την πρώτη ματιά, μια τεράστια ποικιλία σχημάτων μεταγωγής καταλήγει σε έναν πολύ πιο μέτριο αριθμό πρακτικών που λειτουργούν... Το πρώτο πράγμα που κάνω συνήθως όταν βλέπω ένα «πονηρό» σχέδιο είναι να το επανασχεδιάζω στα συνηθισμένα μου πρότυπα. Παλαιότερα ονομαζόταν GOST. Τώρα δεν είναι σαφές πώς να σχεδιάσετε, γεγονός που καθιστά εξαιρετικά δύσκολο να το αντιληφθείτε. Και κρύβει λάθη. Νομίζω ότι συχνά γίνεται επίτηδες.
Κύριος ταλαντωτής για μισή γέφυρα ή γέφυρα. Αυτή είναι η απλούστερη γεννήτρια Η διάρκεια και η συχνότητα του παλμού ρυθμίζονται χειροκίνητα. Ο οπτικός συζευκτήρας στο πόδι (3) μπορεί επίσης να ρυθμίσει τη διάρκεια, αλλά η ρύθμιση είναι πολύ ευκρινή. Συνήθιζα να διακόπτω τη λειτουργία του μικροκυκλώματος. Κάποιοι "φωτιστές" λένε ότι είναι αδύνατο να ελεγχθεί με (3) έξοδο, το μικροκύκλωμα θα καεί, αλλά η εμπειρία μου επιβεβαιώνει την αποτελεσματικότητα αυτής της λύσης. Παρεμπιπτόντως, χρησιμοποιήθηκε με επιτυχία σε μετατροπέα συγκόλλησης.

494 TLκαι οι επόμενες εκδόσεις του - το πιο συχνά χρησιμοποιούμενο μικροκύκλωμα για την κατασκευή μετατροπέων ισχύος push-pull.

TL494 (αρχική ανάπτυξη από την Texas Instruments) - IC μετατροπέα τάσης PWM με εξόδους μονής άκρης (πακέτο TL 494 IN - DIP16, -25..85С, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
K1006EU4 - εγχώριο ανάλογο του TL494
TL594 - ανάλογο του TL494 με βελτιωμένη ακρίβεια των ενισχυτών σφαλμάτων και του συγκριτή
TL598 - ανάλογο του TL594 με επαναλήπτη push-pull (pnp-npn) στην έξοδο

Αυτό το υλικό είναι μια γενίκευση σχετικά με το θέμα του αρχικού τεχνικού εγγράφου (αναζητήστε το έγγραφο slva001a.pdf στο www.ti.com - εφεξής καλούμενο "TI"), δημοσιεύσεις ("Power semiconductor devices International Rectifier", Voronezh, 1999 ) και Motorola, την εμπειρία των φίλων DIY και του ίδιου του συγγραφέα. Θα πρέπει αμέσως να σημειωθεί ότι οι παράμετροι ακρίβειας, το κέρδος, τα ρεύματα πόλωσης και άλλοι αναλογικοί δείκτες βελτιώθηκαν από τις πρώτες σε μεταγενέστερες σειρές, στο κείμενο - κατά κανόνα - χρησιμοποιούνται οι χειρότερες, πρώιμες παράμετροι σειράς. Εν ολίγοις, το σεβαστό μικροκύκλωμα έχει και μειονεκτήματα και πλεονεκτήματα.

Επιπλέον: Προηγμένα κυκλώματα ελέγχου, δύο διαφορικοί ενισχυτές (μπορούν επίσης να εκτελέσουν λογικές λειτουργίες)
Μειονεκτήματα: Οι μονοφασικές έξοδοι απαιτούν επιπλέον επένδυση (σε σύγκριση με το UC3825)
Μείον: Ο έλεγχος ρεύματος δεν είναι διαθέσιμος, σχετικά αργός βρόχος ανάδρασης (δεν είναι κρίσιμος στις οθόνες αυτοκινήτου)
Μείον: Η σύγχρονη ενεργοποίηση δύο ή περισσότερων IC δεν είναι τόσο βολική όσο στο UC3825

1. Χαρακτηριστικά της IP

Κυκλώματα προστασίας ΙΟΝ και υπότασης. Το κύκλωμα ενεργοποιείται όταν η παροχή ρεύματος φτάσει το όριο των 5,5..7.0 V (τυπική τιμή 6.4V). Μέχρι αυτό το σημείο, οι δίαυλοι εσωτερικού ελέγχου απενεργοποιούν τη λειτουργία της γεννήτριας και του λογικού τμήματος του κυκλώματος. Ρεύμα χωρίς φορτίο σε τάση τροφοδοσίας +15V (απενεργοποιημένα τα τρανζίστορ εξόδου) όχι περισσότερο από 10 mA. Το ION +5V (+4,75..+5,25 V, σταθεροποίηση εξόδου όχι χειρότερη από +/- 25mV) παρέχει ρεύμα εκροής έως και 10 mA. Είναι δυνατό να ενισχυθεί το ION μόνο χρησιμοποιώντας έναν ακόλουθο εκπομπού npn (βλ. TI σελίδες 19-20), αλλά η τάση στην έξοδο ενός τέτοιου "σταθεροποιητή" θα εξαρτάται σε μεγάλο βαθμό από το ρεύμα φορτίου.

Γεννήτριαδημιουργεί στον πυκνωτή χρονισμού Ct (ακίδα 5) μια τάση πριονιού 0..+3.0V (το πλάτος ορίζεται από το ION) για την TL494 Texas Instruments και 0...+2.8V για την TL494 Motorola (τι μπορούμε να περιμένουμε από άλλους;) , αντίστοιχα για TI F =1,0/(RtCt), για Motorola F=1,1/(RtCt).

Οι επιτρεπόμενες συχνότητες λειτουργίας είναι από 1 έως 300 kHz, ενώ το συνιστώμενο εύρος είναι Rt = 1 ... 500 kOhm, Ct = 470 pF ... 10 μF. Στην περίπτωση αυτή, η τυπική μετατόπιση θερμοκρασίας της συχνότητας είναι (φυσικά, χωρίς να λαμβάνεται υπόψη η μετατόπιση των προσαρτημένων εξαρτημάτων) +/-3%, και η μετατόπιση συχνότητας ανάλογα με την τάση τροφοδοσίας είναι εντός 0,1% σε ολόκληρο το επιτρεπόμενο εύρος .

Για να απενεργοποιήσετε απομακρυσμένα τη γεννήτρια, μπορείτε να χρησιμοποιήσετε ένα εξωτερικό κλειδί για να κλείσετε την είσοδο Rt (6) στην έξοδο ION ή - να κλείσετε το Ct στο έδαφος. Φυσικά, η αντίσταση διαρροής του ανοιχτού διακόπτη πρέπει να λαμβάνεται υπόψη κατά την επιλογή Rt, Ct.

Είσοδος ελέγχου φάσης ηρεμίας (κύκλος λειτουργίας)μέσω της φάσης ηρεμίας, ο συγκριτής ρυθμίζει την απαιτούμενη ελάχιστη παύση μεταξύ των παλμών στους βραχίονες του κυκλώματος. Αυτό είναι απαραίτητο τόσο για την αποτροπή του ρεύματος στα στάδια ισχύος εκτός του IC, όσο και για τη σταθερή λειτουργία της σκανδάλης - ο χρόνος μεταγωγής του ψηφιακού μέρους του TL494 είναι 200 ns. Το σήμα εξόδου ενεργοποιείται όταν το πριόνι στο Ct υπερβαίνει την τάση στην είσοδο ελέγχου 4 (DT). Σε συχνότητες ρολογιού έως 150 kHz σε μηδενική τάση ελέγχου, η φάση ηρεμίας = 3% της περιόδου (ισοδύναμη μετατόπιση σήματος ελέγχου 100..120 mV), σε υψηλές συχνότητες, η ενσωματωμένη διόρθωση επεκτείνει τη φάση ηρεμίας στα 200.. 300 ns.

Χρησιμοποιώντας το κύκλωμα εισόδου DT, είναι δυνατό να ρυθμίσετε μια σταθερή φάση ηρεμίας (διαιρέτης R-R), τη λειτουργία ομαλής εκκίνησης (R-C), τον απομακρυσμένο τερματισμό λειτουργίας (κλειδί) και επίσης να χρησιμοποιήσετε το DT ως είσοδο γραμμικού ελέγχου. Το κύκλωμα εισόδου αποτελείται από τρανζίστορ pnp, επομένως το ρεύμα εισόδου (έως 1,0 uA) ρέει έξω από το IC και δεν ρέει σε αυτό. Το ρεύμα είναι αρκετά μεγάλο, επομένως πρέπει να αποφεύγονται αντιστάσεις υψηλής αντίστασης (όχι πάνω από 100 kOhm). Ανατρέξτε στην ενότητα TI, σελίδα 23 για ένα παράδειγμα προστασίας από υπερτάσεις με χρήση διόδου zener 3 ακίδων TL430 (431).

Ενισχυτές σφάλματος- μάλιστα, λειτουργικοί ενισχυτές με Ku=70..95dB τάση DC (60 dB για πρώιμες σειρές), Ku=1 στα 350 kHz. Τα κυκλώματα εισόδου συναρμολογούνται σε τρανζίστορ pnp, έτσι το ρεύμα εισόδου (έως 1,0 µA) ρέει έξω από το IC και δεν ρέει σε αυτό. Το ρεύμα είναι αρκετά μεγάλο για τον op-amp, η τάση πόλωσης είναι επίσης (έως 10 mV), επομένως οι αντιστάσεις υψηλής αντίστασης στα κυκλώματα ελέγχου (όχι πάνω από 100 kOhm) θα πρέπει να αποφεύγονται. Αλλά χάρη στη χρήση των εισόδων pnp, το εύρος της τάσης εισόδου είναι από -0,3V έως Vsupply-2V.

Οι έξοδοι των δύο ενισχυτών συνδυάζονται με μια δίοδο OR. Ο ενισχυτής, στην έξοδο του οποίου υπάρχει μεγαλύτερη τάση, παρεμποδίζει τον έλεγχο της λογικής. Σε αυτήν την περίπτωση, το σήμα εξόδου δεν είναι διαθέσιμο ξεχωριστά, αλλά μόνο από την έξοδο της διόδου OR (είναι επίσης η είσοδος του συγκριτή σφαλμάτων). Έτσι, μόνο ένας ενισχυτής μπορεί να κλείσει από τον βρόχο ανάδρασης σε γραμμική λειτουργία. Αυτός ο ενισχυτής κλείνει το κύριο, γραμμικό λειτουργικό σύστημα ως προς την τάση εξόδου. Σε αυτήν την περίπτωση, ο δεύτερος ενισχυτής μπορεί να χρησιμοποιηθεί ως συγκριτής - για παράδειγμα, για υπέρβαση του ρεύματος εξόδου ή ως κλειδί για ένα λογικό σήμα συναγερμού (υπερθέρμανση, βραχυκύκλωμα κ.λπ.), απομακρυσμένη απενεργοποίηση κ.λπ. οι είσοδοι του συγκριτή συνδέονται με το ION, το δεύτερο OR συναγερμούς (ακόμα καλύτερα - λογικά ΚΑΙ σήματα κανονικών καταστάσεων).

Όταν χρησιμοποιείτε ένα λειτουργικό σύστημα που εξαρτάται από τη συχνότητα RC, θα πρέπει να θυμάστε ότι η έξοδος των ενισχυτών είναι στην πραγματικότητα μονού άκρου (σειριακή δίοδος!), Επομένως, η φόρτιση της χωρητικότητας (πάνω) θα το φορτίσει και προς τα κάτω - θα χρειαστεί πολύς χρόνος να αποφορτιστεί. Η τάση σε αυτή την έξοδο είναι στο εύρος των 0..+3.5V (λίγο περισσότερο από το πλάτος της γεννήτριας), τότε ο συντελεστής τάσης πέφτει απότομα και περίπου στα 4.5V στην έξοδο οι ενισχυτές κορεστούν. Ομοίως, οι αντιστάσεις χαμηλής αντίστασης θα πρέπει να αποφεύγονται στο κύκλωμα εξόδου των ενισχυτών (βρόχοι λειτουργικού συστήματος).

Οι ενισχυτές δεν είναι σχεδιασμένοι να λειτουργούν εντός ενός κύκλου από τη συχνότητα λειτουργίας. Με καθυστέρηση διάδοσης σήματος εντός του ενισχυτή 400 ns, είναι πολύ αργοί για αυτό και η λογική ελέγχου της σκανδάλης δεν το επιτρέπει (θα υπήρχαν πλευρικοί παλμοί στην έξοδο). Σε πραγματικά κυκλώματα PN, η συχνότητα αποκοπής του κυκλώματος OS επιλέγεται της τάξης των 200-10000 Hz.

Λογική ενεργοποίησης και ελέγχου εξόδου- Με τάση τροφοδοσίας τουλάχιστον 7 V, εάν η τάση πριονιού στη γεννήτρια είναι μεγαλύτερη από την είσοδο ελέγχου DT, Καιεάν η τάση του πριονιού είναι μεγαλύτερη από ό,τι σε οποιονδήποτε από τους ενισχυτές σφάλματος (λαμβάνοντας υπόψη τα ενσωματωμένα κατώφλια και τις μετατοπίσεις), επιτρέπεται η έξοδος του κυκλώματος. Όταν η γεννήτρια επαναφέρεται από το μέγιστο στο μηδέν, οι έξοδοι απενεργοποιούνται. Μια σκανδάλη με διφασική έξοδο διαιρεί τη συχνότητα στο μισό. Με λογικό 0 στην είσοδο 13 (τρόπος εξόδου), οι φάσεις ενεργοποίησης συνδυάζονται με OR και τροφοδοτούνται ταυτόχρονα και στις δύο εξόδους, με ένα λογικό 1, τροφοδοτούνται παραφάση σε κάθε έξοδο ξεχωριστά.

Τρανζίστορ εξόδου- npn Darlingtons με ενσωματωμένη θερμική προστασία (αλλά όχι προστασία ρεύματος). Έτσι, η ελάχιστη πτώση τάσης μεταξύ του συλλέκτη (συνήθως κλειστός στο θετικό δίαυλο) και του πομπού (στο φορτίο) είναι 1,5 V (συνήθης στα 200 mA), και σε ένα κοινό κύκλωμα πομπού είναι ελαφρώς καλύτερη, τυπική 1,1 V. Το μέγιστο ρεύμα εξόδου (με ένα ανοιχτό τρανζίστορ) περιορίζεται στα 500 mA, η μέγιστη ισχύς για ολόκληρο τον κρύσταλλο είναι 1W.

2. Χαρακτηριστικά εφαρμογής

Εργαστείτε στην πύλη του τρανζίστορ MIS. Επαναλήπτες εξόδου

Όταν λειτουργούν σε χωρητικό φορτίο, το οποίο είναι συμβατικά η πύλη ενός τρανζίστορ MIS, τα τρανζίστορ εξόδου TL494 ενεργοποιούνται από έναν ακόλουθο εκπομπού. Όταν το μέσο ρεύμα περιορίζεται στα 200 mA, το κύκλωμα μπορεί να φορτίσει την πύλη αρκετά γρήγορα, αλλά είναι αδύνατο να αποφορτιστεί με το τρανζίστορ που είναι απενεργοποιημένο. Η εκφόρτιση της πύλης με μια γειωμένη αντίσταση είναι επίσης μη ικανοποιητικά αργή. Εξάλλου, η τάση στη συμβατική χωρητικότητα της πύλης μειώνεται εκθετικά και για να κλείσει το τρανζίστορ, η πύλη πρέπει να εκφορτιστεί από 10V σε όχι περισσότερο από 3V. Το ρεύμα εκφόρτισης μέσω της αντίστασης θα είναι πάντα μικρότερο από το ρεύμα φόρτισης μέσω του τρανζίστορ (και η αντίσταση θα θερμαίνεται αρκετά καλά και θα κλέβει το ρεύμα του κλειδιού όταν κινείται προς τα πάνω).

Επιλογή Α. Κύκλωμα εκφόρτισης μέσω ενός εξωτερικού τρανζίστορ pnp (δανείστηκε από τον ιστότοπο της Shikhman - βλ. "Τροφοδοσία ενισχυτή Jensen"). Όταν η πύλη φορτίζει, το ρεύμα που διαρρέει τη δίοδο απενεργοποιεί το εξωτερικό τρανζίστορ pnp, όταν η έξοδος IC είναι απενεργοποιημένη, η δίοδος απενεργοποιείται, το τρανζίστορ ανάβει και αποφορτίζει την πύλη στη γείωση. Μείον - λειτουργεί μόνο σε μικρές χωρητικότητες φορτίου (περιορίζεται από το τρέχον απόθεμα του τρανζίστορ εξόδου του IC).

Όταν χρησιμοποιείτε το TL598 (με έξοδο push-pull), η λειτουργία του κάτω, bit, ώμου είναι ήδη συνδεδεμένη στο τσιπ. Η επιλογή Α δεν λειτουργεί σε αυτήν την περίπτωση.

Επιλογή Β. Ανεξάρτητος συμπληρωματικός επαναλήπτης. Δεδομένου ότι το κύριο φορτίο ρεύματος επεξεργάζεται ένα εξωτερικό τρανζίστορ, η χωρητικότητα (ρεύμα φόρτισης) του φορτίου είναι πρακτικά απεριόριστη. Τρανζίστορ και δίοδοι - οποιοδήποτε HF με μικρή τάση κορεσμού και Ck και επαρκές περιθώριο ρεύματος (1A ανά παλμό ή περισσότερο). Για παράδειγμα, KT644 + 646, KT972 + 973. Η «γείωση» του επαναλήπτη πρέπει να συγκολληθεί ακριβώς δίπλα στην πηγή του διακόπτη ισχύος. Οι συλλέκτες των τρανζίστορ επαναλήπτη πρέπει να διακλαδίζονται με κεραμική χωρητικότητα (δεν φαίνεται στο διάγραμμα).

Ποιο κύκλωμα θα επιλέξετε εξαρτάται κυρίως από τη φύση του φορτίου (χωρητικότητα πύλης ή φορτίο μεταγωγής), τη συχνότητα λειτουργίας και τις απαιτήσεις χρονισμού για τα μέτωπα παλμών. Και αυτά (τα μέτωπα) θα πρέπει να είναι όσο το δυνατόν πιο γρήγορα, γιατί οι περισσότερες απώλειες θερμότητας διαχέονται στα μεταβατικά στο κλειδί MIS. Σας συνιστώ να απευθυνθείτε σε δημοσιεύσεις στη συλλογή International Rectifier για μια πλήρη ανάλυση του προβλήματος, αλλά εγώ ο ίδιος θα περιοριστώ σε ένα παράδειγμα.

Ένα ισχυρό τρανζίστορ - IRFI1010N - έχει συνολική φόρτιση πύλης αναφοράς Qg=130nC. Αυτό είναι πολύ, επειδή το τρανζίστορ έχει μια εξαιρετικά μεγάλη περιοχή καναλιού για να εξασφαλίσει την εξαιρετικά χαμηλή αντίσταση καναλιού (12 mΩ). Αυτά τα πλήκτρα απαιτούνται στους μετατροπείς 12 V, όπου μετράει κάθε milliohm. Για να εξασφαλιστεί το άνοιγμα του καναλιού, η πύλη πρέπει να είναι εφοδιασμένη με Vg = + 6V σε σχέση με το έδαφος, ενώ η συνολική φόρτιση πύλης Qg (Vg) = 60 nC. Για να εξασφαλιστεί η εκφόρτιση της πύλης με φόρτιση έως 10V, είναι απαραίτητο να απορροφηθεί Qg(Vg)=90nC.

Με συχνότητα ρολογιού 100 kHz και συνολικό κύκλο λειτουργίας 80%, κάθε βραχίονας λειτουργεί στην ανοιχτή λειτουργία 4 µs - 6 µs κλειστή. Ας υποθέσουμε ότι η διάρκεια κάθε μετώπου παλμού δεν πρέπει να είναι μεγαλύτερη από το 3% της ανοιχτής κατάστασης, δηλ. tf=120 ns. Διαφορετικά, οι απώλειες θερμότητας στο κλειδί αυξάνονται απότομα. Έτσι, το ελάχιστο αποδεκτό μέσο ρεύμα φόρτισης Ig+=60nC/120ns=0,5A, ρεύμα εκφόρτισης Ig-=90nC/120ns=0,75A. Και αυτό χωρίς να λαμβάνεται υπόψη η μη γραμμική συμπεριφορά των χωρητικοτήτων της πύλης!

Συγκρίνοντας τα απαιτούμενα ρεύματα με τα όρια για το TL494, είναι σαφές ότι το ενσωματωμένο τρανζίστορ του θα λειτουργεί στο όριο ρεύματος και πιθανότατα δεν θα αντιμετωπίσει την έγκαιρη φόρτιση της πύλης, επομένως η επιλογή γίνεται υπέρ ενός συμπληρωματικού οπαδού . Με χαμηλότερη συχνότητα λειτουργίας ή με χαμηλότερη χωρητικότητα της πύλης κλειδιού, είναι επίσης δυνατή μια παραλλαγή με διάκενο σπινθήρα.

2. Εφαρμογή προστασίας ρεύματος, ομαλή εκκίνηση, περιορισμός κύκλου λειτουργίας

Κατά κανόνα, σε ρόλο αισθητήρα ρεύματος, ζητείται μια αντίσταση σειράς στο κύκλωμα φορτίου. Αλλά θα κλέψει πολύτιμα βολτ και βατ στην έξοδο του μετατροπέα και θα ελέγχει μόνο τα κυκλώματα φορτίου και δεν θα μπορεί να ανιχνεύσει βραχυκυκλώματα στα πρωτεύοντα κυκλώματα. Η λύση είναι ένας αισθητήρας επαγωγικού ρεύματος στο πρωτεύον κύκλωμα.

Ο ίδιος ο αισθητήρας (μετασχηματιστής ρεύματος) είναι ένα μικροσκοπικό σπειροειδές πηνίο (η εσωτερική του διάμετρος, εκτός από την περιέλιξη του αισθητήρα, πρέπει να περάσει ελεύθερα το καλώδιο της κύριας περιέλιξης του κύριου μετασχηματιστή ισχύος). Μέσα από τον δακτύλιο περνάμε το σύρμα του πρωτεύοντος τυλίγματος του μετασχηματιστή (όχι όμως το σύρμα «γείωσης» της πηγής!). Ρυθμίσαμε τη σταθερά χρόνου ανόδου του ανιχνευτή σε περίπου 3-10 κύκλους της συχνότητας ρολογιού, η σταθερά χρόνου αποσύνθεσης είναι 10 φορές μεγαλύτερη, με βάση το ρεύμα λειτουργίας του οπτοζεύκτη (περίπου 2-10 mA σε πτώση τάσης 1,2-1,6 V).

Στη δεξιά πλευρά του διαγράμματος - δύο τυπικές λύσεις για το TL494. Το Divider Rdt1-Rdt2 ορίζει τον μέγιστο κύκλο λειτουργίας (ελάχιστη φάση ανάπαυσης). Για παράδειγμα, σε Rdt1=4,7kΩ, Rdt2=47kΩ, η έξοδος 4 έχει σταθερή τάση Udt=450mV, η οποία αντιστοιχεί σε φάση ηρεμίας 18..22% (ανάλογα με τη σειρά IC και τη συχνότητα λειτουργίας).

Όταν η τροφοδοσία είναι ενεργοποιημένη, το Css αποφορτίζεται και το δυναμικό στην είσοδο DT είναι Vref (+5V). Το Css φορτίζεται μέσω Rss (γνωστός και ως Rdt2), μειώνοντας ομαλά το δυναμικό DT στο κατώτερο όριο, που περιορίζεται από το διαχωριστικό. Αυτό είναι ένα μαλακό ξεκίνημα. Με Css=47uF και τις καθορισμένες αντιστάσεις, οι έξοδοι του κυκλώματος ανοίγουν 0,1 s μετά την ενεργοποίηση και φτάνουν στον κύκλο λειτουργίας για άλλα 0,3-0,5 s.

Στο κύκλωμα, εκτός από τα Rdt1, Rdt2, Css, υπάρχουν δύο διαρροές - το ρεύμα διαρροής του οπτικού συζεύκτη (όχι υψηλότερο από 10 μA σε υψηλές θερμοκρασίες, περίπου 0,1-1 μA σε θερμοκρασία δωματίου) και το ρεύμα βάσης του IC τρανζίστορ εισόδου που ρέει από την είσοδο DT. Προκειμένου αυτά τα ρεύματα να μην επηρεάζουν σημαντικά την ακρίβεια του διαχωριστή, επιλέγουμε Rdt2 = Rss όχι μεγαλύτερο από 5 kOhm, Rdt1 - όχι υψηλότερο από 100 kOhm.

Φυσικά, η επιλογή ενός οπτικού συζεύκτη και ενός κυκλώματος DT για έλεγχο δεν είναι θεμελιώδης. Είναι επίσης δυνατό να χρησιμοποιήσετε έναν ενισχυτή σφάλματος στη λειτουργία σύγκρισης και να μπλοκάρετε την αντίσταση χωρητικότητας ή γεννήτριας (για παράδειγμα, με τον ίδιο οπτικοζεύκτη) - αλλά αυτό είναι απλώς ένας τερματισμός λειτουργίας, όχι ένας ομαλός περιορισμός.

Ένα μικροτσίπ TL494CN που κατασκευάζεται από την TEXAS INSTRUMENT (ΗΠΑ) χρησιμοποιείται ως κύκλωμα ελέγχου. Παράγεται από μια σειρά ξένων εταιρειών με διαφορετικά ονόματα. Για παράδειγμα, η SHARP (Ιαπωνία) παράγει το τσιπ IR3M02, FAIRCHILD (ΗΠΑ) - iA494, SAMSUNG (Κορέα) - KA7500, FUJITSU (Ιαπωνία) - MB3759, κ.λπ. Περιγραφή του TL494 στα Αγγλικά σε μορφή *.PDF από το TEXAS INSTRUMENT (ΗΠΑ) ή από τη MOTOROLA.

Όλα αυτά τα μικροκυκλώματα είναι πλήρως ανάλογα του οικιακού μικροκυκλώματος KR1114EU4. Ας εξετάσουμε λεπτομερώς τη συσκευή και τη λειτουργία αυτού του τσιπ ελέγχου. Είναι ειδικά σχεδιασμένο για τον έλεγχο του τμήματος ισχύος του UPS και περιέχει (Εικ. 1):

Πριονωτή γεννήτρια τάσης DA6; η συχνότητα του GPN καθορίζεται από τις τιμές της αντίστασης και του πυκνωτή που συνδέονται με τον 5ο και τον 6ο ακροδέκτη και στην εξεταζόμενη κατηγορία του PSU επιλέγεται ίση με περίπου 60 kHz.

Πηγή σταθεροποιημένης τάσης αναφοράς DA5 (Uref=+5V) με εξωτερική έξοδο (pin 14);

Συγκριτής "νεκρή ζώνη" DA1;

Συγκριτής PWM DA2;

Ενισχυτής σφάλματος τάσης DA3;

Ενισχυτής σφάλματος για το σήμα ορίου ρεύματος DA4.

Δύο τρανζίστορ εξόδου VT1 και VT2 με ανοιχτούς συλλέκτες και εκπομπούς.

Δυναμικό push-pull D-flip-flop σε λειτουργία διαίρεσης συχνότητας κατά 2 - DD2;

Βοηθητικά λογικά στοιχεία DD1 (2-OR), DD3 (2nd), DD4 (2nd), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);

Πηγή τάσης DC με ονομαστική τιμή 0,1V DA7.

Πηγή DC με ονομαστική τιμή 0,7mA DA8.

Το κύκλωμα ελέγχου θα τρέξει, δηλ. Οι ακολουθίες παλμών θα εμφανιστούν στους ακροδέκτες 8 και 11 εάν εφαρμοστεί κάποια τάση τροφοδοσίας στον ακροδέκτη 12, η στάθμη της οποίας κυμαίνεται από +7 έως +40 V.

Ολόκληρο το σύνολο λειτουργικών μονάδων που συνθέτουν το IC TL494 μπορεί να χωριστεί υπό όρους σε ψηφιακό και αναλογικό τμήμα (ψηφιακές και αναλογικές διαδρομές σήματος).

Το αναλογικό μέρος περιλαμβάνει ενισχυτές σφάλματος DA3, DA4, συγκριτές DA1, DA2, γεννήτρια τάσης πριονωτή DA6, καθώς και βοηθητικές πηγές DA5, DA7, DA8. Όλα τα άλλα στοιχεία, συμπεριλαμβανομένων των τρανζίστορ εξόδου, αποτελούν το ψηφιακό μέρος (ψηφιακή διαδρομή). Το pinout του τσιπ ελέγχου TL494 φαίνεται στο (Εικ. 2)

Εξετάστε στην αρχή τη λειτουργία της ψηφιακής διαδρομής.

Τα διαγράμματα χρονισμού που εξηγούν τη λειτουργία του μικροκυκλώματος φαίνονται στο σχ. 3. Από τα διαγράμματα χρονισμού φαίνεται ότι οι στιγμές εμφάνισης των παλμών ελέγχου εξόδου του μικροκυκλώματος, καθώς και η διάρκειά τους (διαγράμματα 12 και 13) καθορίζονται από την κατάσταση εξόδου του λογικού στοιχείου DD1 (διάγραμμα 5 ). Η υπόλοιπη "λογική" εκτελεί μόνο μια βοηθητική λειτουργία διαίρεσης των παλμών εξόδου DD1 σε δύο κανάλια. Σε αυτή την περίπτωση, η διάρκεια των παλμών εξόδου του μικροκυκλώματος καθορίζεται από τη διάρκεια της ανοιχτής κατάστασης των τρανζίστορ εξόδου του VT1, VT2. Δεδομένου ότι και τα δύο αυτά τρανζίστορ έχουν ανοιχτούς συλλέκτες και εκπομπούς, είναι δυνατή η σύνδεση τους με δύο τρόπους.

Όταν ενεργοποιείται σύμφωνα με ένα κύκλωμα κοινού εκπομπού, οι παλμοί εξόδου λαμβάνονται από τα εξωτερικά φορτία συλλέκτη των τρανζίστορ (από τις ακίδες 8 και 11 του μικροκυκλώματος) και οι ίδιοι οι παλμοί κατευθύνονται με υπερτάσεις προς τα κάτω από ένα θετικό επίπεδο (το οι προπορευόμενες ακμές των παλμών είναι αρνητικές). Οι εκπομποί των τρανζίστορ (ακροδέκτες 9 και 10 του μικροκυκλώματος) σε αυτήν την περίπτωση, κατά κανόνα, είναι γειωμένοι. Όταν ενεργοποιείται σύμφωνα με ένα κοινό κύκλωμα συλλέκτη, τα εξωτερικά φορτία συνδέονται με τους εκπομπούς των τρανζίστορ και οι παλμοί εξόδου, που κατευθύνονται σε αυτή την περίπτωση με υπερτάσεις προς τα πάνω (οι ακμές πρόσφυσης των παλμών είναι θετικές), αφαιρούνται από τους εκπομπούς των τρανζίστορ VT1 , VT2. Οι συλλέκτες αυτών των τρανζίστορ συνδέονται με το δίαυλο ισχύος του τσιπ ελέγχου (Upom).

Οι παλμοί εξόδου των υπόλοιπων λειτουργικών μονάδων που αποτελούν το ψηφιακό τμήμα του μικροκυκλώματος TL494 κατευθύνονται προς τα πάνω, ανεξάρτητα από το σχήμα μεταγωγής μικροκυκλώματος.

Το Trigger DD2 είναι ένα push-pull δυναμικό D-σκανδάλη. Η αρχή της δουλειάς του είναι η εξής. Στο μπροστινό (θετικό) άκρο του παλμού εξόδου του στοιχείου DD1, η κατάσταση της εισόδου D της σκανδάλης DD2 καταγράφεται στον εσωτερικό καταχωρητή. Φυσικά, αυτό σημαίνει ότι η πρώτη από τις δύο σκανδάλες που αποτελούν μέρος του DD2 αλλάζει. Όταν τελειώσει ο παλμός στην έξοδο του στοιχείου DD1, τότε η δεύτερη σκανδάλη στο DD2 ενεργοποιεί την τελική (αρνητική) ακμή αυτού του παλμού και η κατάσταση των εξόδων DD2 αλλάζει (στην έξοδο Q, εμφανίζονται πληροφορίες που διαβάζονται από την είσοδο D) . Αυτό εξαλείφει την πιθανότητα εμφάνισης ενός παλμού ξεκλειδώματος με βάση καθένα από τα τρανζίστορ VT1, VT2 δύο φορές κατά τη διάρκεια μιας περιόδου.

Πράγματι, ενώ το επίπεδο του παλμού στην είσοδο της σκανδάλης DD2 δεν έχει αλλάξει, η κατάσταση των εξόδων του δεν θα αλλάξει. Επομένως, ο παλμός μεταδίδεται στην έξοδο του μικροκυκλώματος μέσω ενός από τα κανάλια, για παράδειγμα, του ανώτερου (DD3, DD5, VT1). Όταν τελειώσει ο παλμός στην είσοδο C, η σκανδάλη DD2 διακόπτη, κλειδώνει το επάνω και ξεκλειδώνει το κάτω κανάλι (DD4, DD6, VT2). Επομένως, ο επόμενος παλμός που φτάνει στην είσοδο C και στις εισόδους DD5, DD6 θα μεταδοθεί στην έξοδο του μικροκυκλώματος μέσω του κάτω καναλιού. Έτσι, καθένας από τους παλμούς εξόδου του στοιχείου DD1 με την αρνητική του άκρη αλλάζει τη σκανδάλη DD2 και αυτό αλλάζει το κανάλι για τον επόμενο παλμό. Επομένως, στο υλικό αναφοράς για το μικροκύκλωμα ελέγχου, υποδεικνύεται ότι η αρχιτεκτονική του μικροκυκλώματος παρέχει καταστολή ενός διπλού παλμού, δηλ. εξαλείφει την εμφάνιση δύο παλμών ξεκλειδώματος που βασίζονται στο ίδιο τρανζίστορ σε μια περίοδο.

Ας εξετάσουμε αναλυτικά μια περίοδο λειτουργίας της ψηφιακής διαδρομής του μικροκυκλώματος.

Η εμφάνιση ενός παλμού ξεκλειδώματος με βάση το τρανζίστορ εξόδου του άνω (VT1) ή του κάτω (VT2) καναλιού καθορίζεται από τη λογική των στοιχείων DD5, DD6 ("2OR-NOT") και την κατάσταση των στοιχείων DD3, DD4 ("2η"), η οποία, με τη σειρά της, , καθορίζεται από την κατάσταση της σκανδάλης DD2.

Η λογική του στοιχείου 2-OR-NOT, όπως γνωρίζετε, είναι ότι μια τάση υψηλού επιπέδου (λογικό 1) εμφανίζεται στην έξοδο ενός τέτοιου στοιχείου στη μόνη περίπτωση εάν υπάρχουν χαμηλά επίπεδα τάσης (λογικό 0) και στα δύο των εισροών του. Με άλλους πιθανούς συνδυασμούς σημάτων εισόδου, η έξοδος του στοιχείου 2 Ή ΟΧΙ έχει χαμηλή στάθμη τάσης (λογικό 0). Επομένως, εάν στην έξοδο Q της σκανδάλης DD2 υπάρχει μια λογική 1 (στιγμή t1 του διαγράμματος 5 στο Σχ. 3), και στην έξοδο /Q - λογική 0, τότε και στις δύο εισόδους του στοιχείου DD3 (2I) υπάρχει θα είναι λογικό 1 και, επομένως, το λογικό 1 θα εμφανίζεται στην έξοδο DD3, και ως εκ τούτου σε μία από τις εισόδους του στοιχείου DD5 (2OR-NOT) του άνω καναλιού. Επομένως, ανεξάρτητα από το επίπεδο του σήματος που έρχεται στη δεύτερη είσοδο αυτού του στοιχείου από την έξοδο του στοιχείου DD1, η κατάσταση εξόδου του DD5 θα είναι λογικό O και το τρανζίστορ VT1 θα παραμείνει στην κλειστή κατάσταση. Η κατάσταση εξόδου του στοιχείου DD4 θα είναι λογική 0, επειδή Το λογικό 0 υπάρχει σε μία από τις εισόδους DD4, προερχόμενο εκεί από την έξοδο /Q σκανδάλη DD2. Η λογική 0 από την έξοδο του στοιχείου DD4 τροφοδοτείται σε μία από τις εισόδους του στοιχείου DD6 και επιτρέπει στον παλμό να περάσει από το κάτω κανάλι.

Αυτός ο παλμός θετικής πολικότητας (λογικό 1) θα εμφανιστεί στην έξοδο του DD6, και ως εκ τούτου με βάση το VT2 για το χρόνο παύσης μεταξύ των παλμών εξόδου του στοιχείου DD1 (δηλ. για τη στιγμή που υπάρχει ένα λογικό 0 στο έξοδος DD1 - διάστημα t1 -t2 διαγράμματα 5 Εικ.13). Επομένως, το τρανζίστορ VT2 ανοίγει και εμφανίζεται ένας παλμός στον συλλέκτη του με κύμα προς τα κάτω από το θετικό επίπεδο (σε περίπτωση ενεργοποίησης σύμφωνα με το σχήμα με κοινό πομπό).

Η αρχή του επόμενου παλμού εξόδου του στοιχείου DD1 (στιγμή t2 του διαγράμματος 5 στο Σχ. 13) δεν θα αλλάξει την κατάσταση των στοιχείων της ψηφιακής διαδρομής του μικροκυκλώματος, με εξαίρεση το στοιχείο DD6, στην έξοδο του το οποίο θα εμφανιστεί ένα λογικό 0, και επομένως το τρανζίστορ VT2 θα κλείσει. Η ολοκλήρωση του παλμού εξόδου DD1 (χρόνος t3) θα αλλάξει την κατάσταση των εξόδων σκανδάλης DD2 στο αντίθετο (λογικό 0 - έξοδος Q, λογική 1 - έξοδος /Q). Επομένως, η κατάσταση των εξόδων των στοιχείων DD3, DD4 θα αλλάξει (στην έξοδο του DD3 - λογικό 0, στην έξοδο του DD4 - λογικό 1). Η παύση που ξεκίνησε τη στιγμή t3 στην έξοδο του στοιχείου DD1 θα καταστήσει δυνατό το άνοιγμα του τρανζίστορ VT1 του άνω καναλιού. Η λογική 0 στην έξοδο του στοιχείου DD3 θα «επιβεβαιώσει» αυτή τη δυνατότητα, μετατρέποντάς την σε μια πραγματική εμφάνιση ενός παλμού ξεκλειδώματος που βασίζεται στο τρανζίστορ VT1. Αυτή η ώθηση διαρκεί μέχρι τη στιγμή t4, μετά την οποία το VT1 κλείνει και οι διαδικασίες επαναλαμβάνονται.

Έτσι, η κύρια ιδέα της ψηφιακής διαδρομής του μικροκυκλώματος είναι ότι η διάρκεια του παλμού εξόδου στις ακίδες 8 και 11 (ή στις ακίδες 9 και 10) καθορίζεται από τη διάρκεια της παύσης μεταξύ των παλμών εξόδου του το στοιχείο DD1. Τα στοιχεία DD3, DD4 ορίζουν το κανάλι για τη διέλευση του παλμού σε ένα σήμα χαμηλής στάθμης, η εμφάνιση του οποίου εναλλάσσεται στις εξόδους Q και /Q σκανδάλης DD2, που ελέγχεται από το ίδιο στοιχείο DD1. Τα στοιχεία DD5, DD6 είναι κυκλώματα αντιστοίχισης χαμηλού επιπέδου.

Για να ολοκληρωθεί η περιγραφή της λειτουργικότητας του μικροκυκλώματος, θα πρέπει να σημειωθεί ένα ακόμη σημαντικό χαρακτηριστικό. Όπως φαίνεται από το λειτουργικό διάγραμμα στο σχήμα, οι είσοδοι των στοιχείων DD3, DD4 συνδυάζονται και φέρονται στον ακροδέκτη 13 του μικροκυκλώματος. Επομένως, εάν εφαρμοστεί ένα λογικό 1 στον ακροδέκτη 13, τότε τα στοιχεία DD3, DD4 θα λειτουργήσουν ως επαναλήπτες πληροφοριών από τις εξόδους Q και /Q της σκανδάλης DD2. Σε αυτήν την περίπτωση, τα στοιχεία DD5, DD6 και τα τρανζίστορ VT1, VT2 θα αλλάξουν με μετατόπιση φάσης μισής περιόδου, διασφαλίζοντας τη λειτουργία του τμήματος ισχύος του UPS, που είναι κατασκευασμένο σε ένα κύκλωμα μισής γέφυρας push-pull. Εάν εφαρμοστεί ένα λογικό 0 στον ακροδέκτη 13, τότε τα στοιχεία DD3, DD4 θα αποκλειστούν, δηλ. η κατάσταση των εξόδων αυτών των στοιχείων δεν θα αλλάξει (σταθερή λογική 0). Επομένως, οι παλμοί εξόδου του στοιχείου DD1 θα επηρεάσουν εξίσου τα στοιχεία DD5, DD6. Τα στοιχεία DD5, DD6 και ως εκ τούτου τα τρανζίστορ εξόδου VT1, VT2 θα αλλάξουν χωρίς μετατόπιση φάσης (ταυτόχρονα). Αυτός ο τρόπος λειτουργίας του μικροκυκλώματος ελέγχου χρησιμοποιείται εάν το τμήμα ισχύος του UPS είναι κατασκευασμένο σύμφωνα με ένα κύκλωμα ενός κύκλου. Σε αυτή την περίπτωση, οι συλλέκτες και οι εκπομποί και των δύο τρανζίστορ εξόδου του μικροκυκλώματος συνδυάζονται για σκοπούς ενίσχυσης.

Ως "σκληρή" λογική μονάδα σε κυκλώματα ώθησης-έλξης, χρησιμοποιείται η τάση εξόδου της εσωτερικής πηγής του μικροκυκλώματος Uref (ο ακροδέκτης 13 του μικροκυκλώματος συνδυάζεται με τον πείρο 14). Τώρα εξετάστε τη λειτουργία της αναλογικής διαδρομής του μικροκυκλώματος.

Η κατάσταση της εξόδου DD1 προσδιορίζεται από το σήμα εξόδου του συγκριτή PWM DA2 (διάγραμμα 4) που παρέχεται σε μία από τις εισόδους DD1. Το σήμα εξόδου του συγκριτή DA1 (διάγραμμα 2), που παρέχεται στη δεύτερη είσοδο DD1, δεν επηρεάζει την κατάσταση της εξόδου DD1 σε κανονική λειτουργία, η οποία καθορίζεται από τους ευρύτερους παλμούς εξόδου του συγκριτή PWM DA2.

Επιπλέον, μπορεί να φανεί από τα διαγράμματα στο Σχ. 3 ότι με αλλαγές στο επίπεδο τάσης στη μη αναστροφική είσοδο του συγκριτή PWM (διάγραμμα 3), το πλάτος των παλμών εξόδου του μικροκυκλώματος (διαγράμματα 12, 13 ) θα αλλάξει αναλογικά. Σε κανονική λειτουργία, το επίπεδο τάσης στη μη αναστροφική είσοδο του συγκριτή PWM DA2 καθορίζεται μόνο από την τάση εξόδου του ενισχυτή σφάλματος DA3 (καθώς υπερβαίνει την τάση εξόδου του ενισχυτή DA4), η οποία εξαρτάται από το επίπεδο του σήμα ανάδρασης στη μη αναστρέφουσα είσοδό του (ακίδα 1 του μικροκυκλώματος). Επομένως, όταν εφαρμόζεται σήμα ανάδρασης στον ακροδέκτη 1 του μικροκυκλώματος, το πλάτος των παλμών ελέγχου εξόδου θα αλλάξει ανάλογα με την αλλαγή στο επίπεδο αυτού του σήματος ανάδρασης, το οποίο, με τη σειρά του, αλλάζει ανάλογα με τις αλλαγές στο UPS επίπεδο τάσης εξόδου, επειδή. η ανατροφοδότηση ξεκινά από εκεί.

Τα χρονικά διαστήματα μεταξύ των παλμών εξόδου στις ακίδες 8 και 11 του μικροκυκλώματος, όταν και τα δύο τρανζίστορ εξόδου VT1 και VT2 είναι κλειστά, ονομάζονται "νεκρές ζώνες". Ο συγκριτής DA1 ονομάζεται συγκριτής «νεκρής ζώνης», επειδή ορίζει την ελάχιστη δυνατή διάρκεια.

Ας το εξηγήσουμε αυτό με περισσότερες λεπτομέρειες.

Από τα διαγράμματα χρονισμού στο Σχ. 3 προκύπτει ότι εάν το πλάτος των παλμών εξόδου του συγκριτή PWM DA2 μειωθεί για οποιονδήποτε λόγο, τότε ξεκινώντας από ένα ορισμένο πλάτος αυτών των παλμών, οι παλμοί εξόδου του συγκριτή DA1 θα γίνουν ευρύτεροι από τον παλμοί εξόδου του συγκριτή PWM DA2 και θα αρχίσουν να καθορίζουν την κατάσταση του λογικού στοιχείου εξόδου DD1, και ως εκ τούτου. το πλάτος των παλμών εξόδου του μικροκυκλώματος. Με άλλα λόγια, ο συγκριτής DA1 περιορίζει το πλάτος των παλμών εξόδου του μικροκυκλώματος σε ένα ορισμένο μέγιστο επίπεδο. Το επίπεδο περιορισμού καθορίζεται από το δυναμικό στη μη εφευρετική είσοδο του συγκριτή DA1 (ακίδα 4 του μικροκυκλώματος) σε σταθερή κατάσταση. Ωστόσο, από την άλλη πλευρά, το δυναμικό στον ακροδέκτη 4 θα καθορίσει το εύρος ρύθμισης πλάτους των παλμών εξόδου του μικροκυκλώματος. Καθώς το δυναμικό στον ακροδέκτη 4 αυξάνεται, αυτό το εύρος μειώνεται. Το μεγαλύτερο εύρος προσαρμογής επιτυγχάνεται όταν το δυναμικό στον ακροδέκτη 4 είναι 0.

Ωστόσο, σε αυτήν την περίπτωση, υπάρχει κίνδυνος το πλάτος της "νεκρής ζώνης" να γίνει ίσο με 0 (για παράδειγμα, σε περίπτωση σημαντικής αύξησης του ρεύματος που αντλείται από το UPS). Αυτό σημαίνει ότι οι παλμοί ελέγχου στις ακίδες 8 και 11 του μικροκυκλώματος θα ακολουθούν απευθείας ο ένας μετά τον άλλο. Επομένως, μπορεί να προκύψει μια κατάσταση που είναι γνωστή ως "βλάβη rack". Εξηγείται από την αδράνεια των τρανζίστορ ισχύος του μετατροπέα, τα οποία δεν μπορούν να ανοίξουν και να κλείσουν αμέσως. Επομένως, εάν ταυτόχρονα εφαρμοστεί ένα σήμα μπλοκαρίσματος στη βάση του προηγουμένως ανοιχτού τρανζίστορ και ένα σήμα ξεκλειδώματος εφαρμοστεί στη βάση του κλειστού τρανζίστορ (δηλ. με μηδενική "νεκρή ζώνη"), τότε μια κατάσταση θα προκύπτουν όταν το ένα τρανζίστορ δεν έχει κλείσει ακόμα και το άλλο είναι ήδη ανοιχτό.

Στη συνέχεια, συμβαίνει μια βλάβη κατά μήκος του ραφιού τρανζίστορ της μισής γέφυρας, η οποία συνίσταται στη ροή διαμπερούς ρεύματος μέσω και των δύο τρανζίστορ. Αυτό το ρεύμα, όπως φαίνεται από το διάγραμμα στο Σχ. 5 παρακάμπτει την κύρια περιέλιξη του μετασχηματιστή ισχύος και είναι ουσιαστικά απεριόριστη. Η τρέχουσα προστασία σε αυτή την περίπτωση δεν λειτουργεί, γιατί. ρεύμα δεν ρέει μέσω του αισθητήρα ρεύματος (δεν φαίνεται στο διάγραμμα, ο σχεδιασμός και η αρχή λειτουργίας των αισθητήρων ρεύματος που χρησιμοποιούνται θα συζητηθούν λεπτομερώς στις επόμενες ενότητες), πράγμα που σημαίνει ότι αυτός ο αισθητήρας δεν μπορεί να δώσει σήμα στο κύκλωμα ελέγχου. Επομένως, το ρεύμα διέλευσης φτάνει σε πολύ μεγάλη τιμή σε πολύ σύντομο χρονικό διάστημα.

Αυτό οδηγεί σε απότομη αύξηση της ισχύος που απελευθερώνεται και στα δύο τρανζίστορ ισχύος και στη σχεδόν στιγμιαία αστοχία τους (κατά κανόνα, σε βλάβη). Επιπλέον, οι δίοδοι γέφυρας ανορθωτή ισχύος μπορούν να απενεργοποιηθούν από μια διέλευση ρεύματος. Αυτή η διαδικασία τελειώνει με την έκρηξη της ασφάλειας του δικτύου, η οποία, λόγω της αδράνειας της, δεν έχει χρόνο να προστατεύσει τα στοιχεία του κυκλώματος, αλλά προστατεύει μόνο το πρωτεύον δίκτυο από υπερφόρτωση.

Ως εκ τούτου, η τάση ελέγχου? Τα τρανζίστορ που παρέχονται στις βάσεις των τρανζίστορ ισχύος πρέπει να είναι διαμορφωμένα με τέτοιο τρόπο ώστε πρώτα ένα από αυτά τα τρανζίστορ να κλείνει αξιόπιστα και μόνο τότε να ανοίγει το άλλο. Με άλλα λόγια, μεταξύ των παλμών ελέγχου που εφαρμόζονται στις βάσεις των τρανζίστορ ισχύος, πρέπει να υπάρχει μια χρονική μετατόπιση που δεν είναι ίση με το μηδέν («νεκρή ζώνη»). Η ελάχιστη επιτρεπόμενη διάρκεια της «νεκρής ζώνης» καθορίζεται από την αδράνεια των τρανζίστορ που χρησιμοποιούνται ως διακόπτες ισχύος.

Η αρχιτεκτονική του μικροκυκλώματος σάς επιτρέπει να προσαρμόσετε την τιμή της ελάχιστης διάρκειας της "νεκρής ζώνης" χρησιμοποιώντας το δυναμικό στον ακροδέκτη 4 του μικροκυκλώματος. Αυτό το δυναμικό ρυθμίζεται χρησιμοποιώντας έναν εξωτερικό διαχωριστή συνδεδεμένο στον δίαυλο τάσης εξόδου της εσωτερικής πηγής αναφοράς του τσιπ Uref.

Σε ορισμένες εκδόσεις του UPS, τέτοιος διαχωριστής δεν είναι διαθέσιμος. Αυτό σημαίνει ότι μετά την ολοκλήρωση της διαδικασίας μαλακής εκκίνησης (βλ. παρακάτω), το δυναμικό στον ακροδέκτη 4 του μικροκυκλώματος γίνεται ίσο με 0. Σε αυτές τις περιπτώσεις, η ελάχιστη δυνατή διάρκεια της "νεκρής ζώνης" εξακολουθεί να μην γίνεται ίση με 0, αλλά θα προσδιορίζεται από την εσωτερική πηγή τάσης DA7 (0, 1B), η οποία συνδέεται στη μη αντιστρεπτική είσοδο του συγκριτή DA1 με τον θετικό πόλο του, και στον ακροδέκτη 4 του μικροκυκλώματος - αρνητικός. Έτσι, λόγω της συμπερίληψης αυτής της πηγής, το πλάτος του παλμού εξόδου του συγκριτή DA1, και επομένως το πλάτος της "νεκρής ζώνης", σε καμία περίπτωση δεν μπορεί να γίνει ίσο με 0, πράγμα που σημαίνει ότι "διακοπή κατά μήκος του rack" θα είναι ουσιαστικά αδύνατη.

Με άλλα λόγια, η αρχιτεκτονική του μικροκυκλώματος έχει περιορισμό στη μέγιστη διάρκεια του παλμού εξόδου του (η ελάχιστη διάρκεια της «νεκρής ζώνης»).

Εάν υπάρχει ένας διαχωριστής συνδεδεμένος στον ακροδέκτη 4 του μικροκυκλώματος, τότε μετά από μια ομαλή εκκίνηση, το δυναμικό αυτού του ακροδέκτη δεν είναι ίσο με 0, επομένως το πλάτος των παλμών εξόδου του συγκριτή DA1 δεν καθορίζεται μόνο από την εσωτερική πηγή DA7 , αλλά και από το υπολειπόμενο (μετά την ολοκλήρωση της διαδικασίας μαλακής εκκίνησης) δυναμικό στον πείρο 4. Ωστόσο, σε αυτήν την περίπτωση, όπως αναφέρθηκε παραπάνω, το δυναμικό εύρος της ρύθμισης πλάτους του συγκριτή PWM DA2 στενεύει.

Κύριες παράμετροι M1114EU3, M1114EU4.

Τα συμπεράσματα του M1114EU4 αντιστοιχούν πλήρως στα παραπάνω αναφερόμενα ξένα ανάλογα και η αντιστοιχία μεταξύ των συμπερασμάτων του M1114EU3 και του M1114EU4 παρουσιάζεται παρακάτω.

М1114ЕУ4 -- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
M1114EU3 -- 4 5 6 7 8 9 15 10 11 12 13 14 16 1 2 3

σύνολο:0
Σε επαφή με 0
Google+ 0
Εντάξει 0
Facebook 0